要：无轴承异步电机转矩绕组和悬浮绕组的独立控制是该电机实现超高速运转的有效途径。针对这一强耦合的非线性复杂系统，研究了一套独立的悬浮绕组控制子系统，其中所需的转矩绕组气隙磁链的幅值和相位可通过独立的电压模型方法辩识得到。这样一来，不仅超高速运转成为可能，而且转矩绕组的控制原则上可采用任意的调速方法，特别是低成本、高可靠性的通用变频器的运用将较大提高无轴承异步电机的实用性。实验证明该文提出的悬浮绕组独立控制子系统能较好地满足电机径向悬浮的稳、动态性能要求。　　关键词：无轴承异步电机；悬浮子系统；独立控制；电压模型法　　1引言　　无轴承电机是集驱动与自悬浮功能于一体的新型电机，与传统的磁悬浮电机相比，由于其不需要配备占有相当轴向空间的径向磁悬浮轴承，因而其体积和重量大为减少，而临界转速大幅度提高，可突破大功率和微型化应用领域的限制。同时，由于磁悬浮是以电机的旋转磁场为偏置磁场，无需另再建立偏置磁场，因而磁悬浮功耗比降低，在飞轮贮能等领域应用极具优越性[1-2]。该电机自20世纪90年代提出以来，目前已逐步成为高速电机研究领域的热点。无轴承电机的种类很多，其中结构简单、易于弱磁、可靠性高的无轴承异步电机尤其受到广泛的重视。由于无轴承电机的悬浮是定子上转矩绕组和悬浮绕组相互作用的结果，实现电磁转矩和悬浮力之间的解耦控制是无轴承电机运行的基本要求，也是该领域研究的难点。目前较为典型的基于转矩绕组气隙磁场定向控制算法需要在两套绕组控制子系统之间传递转矩绕组的气隙磁链信息，而没有实现真正相互独立意义上的解耦控制[3-5]。该控制算法在超高速电机的控制实施过程中由于对控制器的运算速度及转速传感器的响应频率提出了过高的要求而缺乏实用性。另外气隙磁场定向控制因其本身机理的制约存在着最大转矩限制[6-7]，影响到它在重载和大功率条件下的应用，同时其复杂解耦算法还缺乏应用上的灵活性。研究表明：转矩绕组的气隙磁场定向只是实现无轴承异步电机解耦控制的充分条件，而非必要条件。如果能在线辩识转矩绕组的气隙磁场的幅值和相位，实现无轴承异步电机转矩绕组和磁悬浮控制绕组（即电磁转矩和悬浮力）之间的独立控制成为可能，这样一来电机的转矩绕组或采用普通的转子磁场定向控制，即可以利用通用变频器供电；或采用无速度传感器技术，即电机可以超高速运转。无轴承电机的实用性将为此而大大增强。基于此，本文研制了一套独立的悬浮绕组控制系统，与之相关的转矩绕组气隙磁场的幅值和相位采用电压模型辩识获得，而转矩绕组本身采用普通的变频器供电。实验证明该悬浮绕组控制系统能满足无轴承异步电机的实时控制要求，并具有良好的稳、动态性能。　　2无轴承异步电机基本机理　　2.1基本原理　　在电机的定子中放入两套具有不同极对数的绕组，转矩绕组（极对数p1，电角频率w1），悬浮控制绕组（极对数p2，电角频率w2）。悬浮控制绕组的引入，打破了电机原旋转磁场的平衡，使得作用在转子上的磁张应力（即麦克思韦力）分布不均匀，磁通密度高的区域麦克思韦力大，反之较弱。当两套绕组满足p2=p1±1、w2=w1条件时，电机中才能产生可控的悬浮力[3]。如图1(a)所示的无轴承异步电机（p1=1，p2=2）两个磁场的相互调制使得转子左右侧气隙磁通密度不均匀，其结果产生的麦克思韦合力（即径向悬浮力）指向X轴的正方向；而图1(b)中两个磁场的相互作用则产生了沿Y轴正方向的悬浮力。通过转子径向位移的负反馈控制，可以控制转轴上径向力的大小和方向，从而实现转轴的悬浮。 　　2.2径向悬浮力的基本方程设电机中的气隙磁密为B，则作用在转子表面Ad面积上的麦克斯韦力为 式中λ、μ为初始相角；φ为空间位置角；下标“1”，“2”分别对应着转矩绕组和控制绕组。下同。将式(2)代入式(1)并沿x、y方向分别作积分运算，则当p2=p1+1时，可控的麦克思韦力沿x、y方向上的分量分别为 式中l为电机有效铁心长度；r为转子外径。式(3)、(4)表明，悬浮力与转矩绕组、悬浮力控制绕组的两种隙磁场的幅值和相对位置密切相关。由于每极气隙磁通值为 式中W1、W2分别为转矩绕组和控制绕组的匝数。又由于控制绕组主要是起悬浮作用，并受其电流i2s控制，则近似认为 3经典控制算法应用中的局限性　　3.1两套绕组非独立控制的局限性　　由于悬浮绕组的控制对转矩绕组气隙磁链相位信息的准确度要求较高，文献[8]中指出气隙磁链相位误差不能超过15º，否则将不能稳定悬浮。在超高速应用中如采用传统算法,一般采用一套数字控制器控制一套绕组子系统，两套绕组控制子系统之间的数据传递采用双机通讯，而双机通讯至少存在着一个控制周期的相位误差，要想减少相位误差，必须缩短控制周期，目前市场上的运算较快的电机专用控制数字信号处理器如TMS320F2407A或ADMC401均难以满足该电机超高速运转要求。就转速传感器而言，由于相位精度的要求和考虑控制延时，要求转子每转一周传感器至少输出48个脉冲，如要求电机转速高达60000r·min-1，则传感器的响应频率则需高达48k以上，普通光电码盘能满足这一要求但不适合高速运转，其它通用的非接触型传感器如电涡流传感器和霍尔传感器则难以满足这一要求。　　3.2气隙磁场定向控制的局限性　　将径向悬浮力式(3)、(4)用同步旋转坐标系d、q下的分量形式表示（同步转速为60f1/p1，电机三相/二相变换采用功率不变变换），则 式中ilsd、ilsq为转矩绕组定子电流分量。从式(10)~(12)中可以看出，径向悬浮力和电磁转矩是通过转矩绕组气隙磁链而耦合在一起的，如采用转矩绕组气隙磁场定向控制，即Ψld=Ψ1,Ψlq=0。则式(10)~(12)可写成 可见，转矩绕组采用气隙磁场定向控制之后（即y1为常数），电磁转矩只与转矩绕组的电流有关，而径向悬浮力只受控制绕组电流控制，这也是目前广泛采用和接受的解耦算法，但该算法在使用过程中存在如下的局限性：（1）气隙磁场定向控制算法相对于转子磁场定向控制要复杂得多，而且受电机参数（如转子电阻，转子漏感等）的影响较大。（2）气隙磁场定向控制存在着失稳转矩，即负载转矩不能超过使用范围受到限制。（3）气隙磁场定向控制的高度非线性，不便于实现有效的自适应控制算法和无速度传感器技术，在高精度调速和超高速应用领域受到限制。　　4转矩绕组气隙磁链辩识的电压模型法由于径向悬浮力的控制只与转矩绕组气隙磁链的幅值和相位密切相关，如果能有效地探测或辩识到该磁链的幅值和相位，原则上转矩绕组控制可以采用任何调速方法，用普通可靠性高的变频器供电将成为可能，从而将大大提高无轴承电机的实用性。采用电压模型法可首先得到转矩绕组的定子磁链值，在静止等效两相α、β坐标系下有 式中Ψlαβ为转矩绕组定子磁链的α、β轴分量；Rls为转矩绕组定子电阻；ilsαβ为转矩绕组定子电流分量。转矩绕组气隙磁链的α、β轴分量则由下式求出式中Llsl为转矩绕组的定子漏感。上述通过测量转矩绕组相电压、相电流值来辩识转矩绕组气隙磁链值的原理框图见图2。 和式(10)、(11)类似，式(3)、(4)还可用静止等效两相α、β坐标系下分量表示为 一旦辩识出气隙磁链值，从式(18)、(19)即可确定给定径向悬浮力时悬浮控制绕组的电流值，即 这样，转矩绕组采用普通逆变器供电，转矩绕组气隙磁链采用电压模型法辩识获得，转子径向位移采用负反馈控制的无轴承异步电机控制原理结构图如图3所示，图中虚线部分为悬浮控制独立子系统。 和传统的基于转矩绕组气隙磁场定向的控制系统相比，旋转坐标系与静止坐标系之间的转化环节（即dq对ab），减少了运算量，系统更具灵活性。　　5实验分析本文提出的悬浮子系统独立控制算法在一台无轴承异步电机原理样机上进行实验分析。悬浮控制系统采用一片DSP（TMS320F2407A）实现其独立控制，转矩绕组采用另一片DSP实现经典的V/f调速控制，两片DSP完全独立运行，实验中不需要转速传感器信号。实验样机参数：额定功率 1N=120W，额定转速nN=3000r/min，转子重量Gr=10N，转动惯量J=0.00034kg·m2，电机气隙长度d=250mm，辅助机械轴承间隙值d1=200mm，转矩绕组：p1=1，R1s=33.15W，R1r=24.51W，L1s=1.31H，L1r=1.31H，L1m=1.23H；控制绕组：P2=2，L2m=0.009H。实验结果见图4。 图4(a)和图4(b)分别为电机稳态转速为50r/min和3000r/min时转子沿x、y方向上径向跳动位移、悬浮控制绕组的相电流。其中转子径向跳动稳态值小于40mm，速度较高时转子径向跳动稳态值小于30mm，电机实现平稳悬浮。图4(c)为电机转速从1500r/min突然加速到3000r/min的过渡特性，图中从上向下依次为x、y方向上径向跳动位移dx、dy、转速nr过渡过程、转矩绕组相电流iA1、悬浮控制绕组的相电流iA2。从图中可以看出，转速突变电磁转矩必然随之变化，但对径向悬浮（位移）没有明显影响，可见悬浮控制子系统实现了独立控制。实验过程中，电机从50r/min到6000r/min的范围内均能实现动态悬浮，转轴径向跳动稳态值小于40mm。转矩绕组分别采用V/f调速控制、转子磁场定向控制或气隙磁场定向控制时，悬浮子系统独立控制性能均很稳定。　　6结论　　实现无轴承异步电机的径向力悬浮绕组和转矩绕组的相互独立控制是无轴承异步电机走向实用化和超高速运行的有效手段。本文采用电压模型法辩识了电机转矩绕组的气隙磁链，并在此基础上实现了悬浮绕组的独立控制，从而使转矩绕组采用普通的变频器供电成为可行，提高了无轴承电机运行的可靠性。实验结果表明本文提出的控制算法不仅能实现无轴承电机平稳的悬浮，而在转矩绕组的控制上具有相当灵活性